功率电感：美信低噪声APD偏置电路

　　APD工作时施加在器件上的反向偏置电压引发了雪崩效应，雪崩增益可通过改变偏压进行调节。继而通过改变雪崩增益得到最优化的光纤接收器灵敏度。然而，要得到满意的雪崩增益，许多APD需要一个比较高的反向偏压，大多在40V至60V范围，有些甚至要求高达80V。

　　APD的缺点之一是雪崩增益会随着温度变化而改变，而且还受制造工艺的影响。因此，在一个典型系统中，如果要求APD工作于恒定增益，高压偏置电源必须能够改变，以补偿因温度和制造工艺而造成的雪崩增益变化。要获得恒定的增益，APD电源一般来讲必须具有大约+0.2%/°C的温度系数，大约相当于100mV/°C。

　　APD电源
　　有很多现成的方法可用于调节电源的输出电压，以便补偿因温度造成的APD增益漂移。APD模块内含的温度测量元件，例如热敏电阻，可以被直接连接到电源来调节输出电压。有些系统中，也可以由微控制器(µC)读取电阻值，然后向电源发出指令来调节偏置电压。

　　图1所示的APD偏置电源基于一个低噪声、固定频率PWM升压转换器(U1)设计，采用一个工作于非连续电流模式的功率电感。开关速度被有意减慢，以便降低高频电压毛刺。开关速度的降低减小了高频di/dt和dv/dt速率，因而最大限度减小了通过电流环、PCB走线或元件管脚间的电容向周围电路辐射或传导的噪声。

　　图1. 从0至2.5V改变控制输入电压，这个低噪声APD偏置电源可以产生从71V至24.7V的可调输出电压。

　　非连续电感电流工作模式利用跌落的电感电流自然地关断二极管。MAX5026的开关频率为500kHz，内部的横向DMOS开关器件具有40V的极限耐压，再加上外部由C3、C4、D2和D3构成的倍压网络，使输出电压可高达71V。

稳态时倍压电路的工作过程如下：在导通时间内电容C2将电荷转移给C3，同时L1被充电，LX引脚为低(内部DMOS导通)。随着内部DMOS关断，电感电流使D1和D3正向导通。这样，加到电容C4上的总电压为VC2和VC3之和。

MAX5026的特性对于该应用非常有利：
比较慢的内部FE一体电感器生产T上升和下降时间降低了di/dt和dv/dt噪声耦合。
非连续电流电感工作模式使D1自然换流，本质一体电感器制作上消除了二极管的反向恢复所带来的高di/dt噪声。
固定的500kHz PWM工作频率产生预知的噪声频谱，更易于滤除。
高集成度带来低成本和小尺寸。
图1电路在5V输入，71V输出时，能够提供1mA以上的输出电流。图2显示了输出电压随控制输入电压的变化曲线，图3给出了该电路工作于三种输出电压时的效率曲线。

图2. 该曲线显示了图1电路的输出电压随控制输入电压的变化

图3. 该曲线显示了图1电路的效率随输出电流的变化

输出电压可依据下面的关系设定：

VOUT = [VREF × (R2 × R3 + R1 × R2 + R1 × R3) - VC × R2 × R3] / R1 × R3

其中，VREF = 1.25V，VC是控制输入电压。

图1电路在输出71V，驱动1mA负载电流时具有大约100mVP-P的输出纹波。该项性能还可以通过在1µF陶瓷电容旁并联一个低成本电解电容(10µF/100V，N一体电感器生产商ichicon VX系列)改善到低于20mV的水平(图4)。如果想更进一步降低噪声，可以采用附加的滤波手段。APD电源要求的典型噪声电平在2mV上下。由于MAX5026的500kHz固定开关频率，采用一个简单的LC滤波器就可达到这个水平。

图4. 该曲线显示了图1电路的输出电压纹波，VOUT = 71V、IOUT = 1mA，1µF输出电容旁并联10µF电解电容。竖轴为50mV/div，横轴为200µs/div。

图5所示的APD电源具有数字调节的输出电压。采用控制环路中的微控制器读取热敏电阻的值，实施温度补偿，通过查表对热敏电阻进行曲线修正，并且补偿APD因制造工艺而造成的增益变化。在此应用电路中，通过10位 1

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